經(jīng)典和現(xiàn)代接收機(jī)體制<話題通訊電路>
摘要
本文是對寬帶無線通信系統(tǒng)中使用的幾種經(jīng)典和現(xiàn)代無線接收機(jī)架構(gòu)的綜述。 重點(diǎn)在于適合于集成在單個(gè)硅芯片上的配置。 充分了解本文中討論的設(shè)計(jì)權(quán)衡，對于進(jìn)一步了解本文的姊妹篇 “分層 QAM：光譜高效無 DC 調(diào)制方案” 中提出的新調(diào)制方案非常有必要。
介紹
最近射頻（RF）收發(fā)機(jī)應(yīng)用的激增伴隨著一些以低功耗，低成本，小尺寸，高速數(shù)據(jù)傳輸為目標(biāo)的大膽設(shè)計(jì)。這些設(shè)計(jì)目標(biāo)是對于更好的便攜性和可承受性以及對更高速數(shù)據(jù)通信不斷增長的需求所造成的。這些目標(biāo)以及通常的帶寬限制不僅需要高可集成的收發(fā)機(jī)架構(gòu)，還要求帶寬有效的調(diào)制方案。
為了滿足更好的便攜性和可承受性的需求，最近的研究一直側(cè)重于單片收發(fā)機(jī)架構(gòu)的發(fā)展，特別是使用低成本互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體（CMOS）技術(shù)。這種方法提供了將模擬和數(shù)字電路集成在同一芯片上的可能性。 此外，使用新系統(tǒng)和電路設(shè)計(jì)技術(shù)有助于最高級別的接收機(jī)和發(fā)射機(jī)集成。已經(jīng)提出了各種合適的結(jié)構(gòu)用于在深亞微米 CMOS 技術(shù)中實(shí)現(xiàn)。
在本文中，我們回顧了幾種經(jīng)典的和最近提出的接收機(jī)架構(gòu)，并討論了它們的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。在本文的姊妹文章中，介紹了一種適用于高可集成接收機(jī)架構(gòu)的新型頻譜高效無直流調(diào)制方案。
背景：實(shí)復(fù)混頻
為了準(zhǔn)備接收機(jī)架構(gòu)的主要討論，回顧一下與下變頻相關(guān)的鏡像帶問題，這是任何 RF 接收機(jī)中的基本操作。用信號的復(fù)數(shù)表示和復(fù)混頻來完成，這項(xiàng)技巧對于本文的姊妹文章中的討論也非常有效。
由于實(shí)正弦波的頻譜在正負(fù)頻率分量都包含一個(gè)脈沖的情況，所以又出現(xiàn)了先前討論過的鏡像問題。避免這種情況的一種方法就是將信號和一個(gè)復(fù)指數(shù)信號混頻，也就是exp（-j2pfLOt），其只有一個(gè)頻率分量，在這種情況下，是一個(gè)“負(fù)頻率”（-fLO）。雖然所有的物理信號都是實(shí)信號，但復(fù)信號是一對實(shí)信號非常方便的數(shù)學(xué)表示。一個(gè)復(fù)信號， x(t) = xr(t) + jxi(t)，由一個(gè)實(shí)部和虛部組成， xr(t)和xi(t)，xr(t)和xi(t)又分別是實(shí)信號，j=√（-1）。
復(fù)信號根據(jù)復(fù)數(shù)算法的規(guī)則進(jìn)行處理。 一般來說，它們可以具有完全不同的負(fù)頻率和正頻率分量。舉個(gè)例子，復(fù)指數(shù)信號 exp(-j2pfLOt) =cos(2pfLOt) – jsin(2pfLOt),只有一個(gè)負(fù)的頻率分量。因此，把一個(gè)實(shí)信號和這個(gè)復(fù)指數(shù)信號混頻會產(chǎn)生一個(gè)頻譜是實(shí)信號頻譜搬移版本的復(fù)信號。理論上講，這消除了由于和實(shí)正弦信號混頻時(shí)頻率搬移產(chǎn)生的鏡像問題。
將實(shí)信號與復(fù)指數(shù)信號混合的倍頻器的實(shí)現(xiàn)需要兩個(gè)實(shí)數(shù)乘法器，如圖 2所示
混頻器輸出的實(shí)部和虛部稱為下變頻信號的同相（I）和正交（Q）分量（因?yàn)橛嘞液驼艺唬Ｔ趫D2中，復(fù)數(shù)指數(shù)的頻率被選擇為與通帶信號的中心頻率相同，與圖 1 中的情況 2 進(jìn)行比較。 在這種情況下，沒有與復(fù)合混頻器相關(guān)聯(lián)的鏡像問題。 如下節(jié)所述，這種基本屬性用于零差接收機(jī)。現(xiàn)在，考慮把兩個(gè)復(fù)信號混頻的一般情況s x(t) = xr(t) + jxi(t) 和 z(t) = zr(t)+ jzi(t):
x(t) · z(t) = (xr(t) · zr(t) – xi(t) · zi(t)) +j(xr(t) · zi(t) + xi(t) · zt(t)).
使用四個(gè)實(shí)混頻器的這種復(fù)合混合器的實(shí)際實(shí)現(xiàn)如圖 3 所示。 復(fù)混合用于 IR 混合器。 這些混頻器在一些最近提出的接收器架構(gòu)中使用，稍后討論。
在一些情況下，只有復(fù)混頻器輸出的實(shí)部或虛部是真正令人感興趣的。 一個(gè)例子就是正交幅度調(diào)制（QAM）系統(tǒng)調(diào)制器。 可以有效地實(shí)現(xiàn)提取復(fù)混頻器輸出的實(shí)部（或虛部），如圖 4 所示。 這里，復(fù)合混頻器由兩個(gè)實(shí)混合器和一個(gè)加法器來實(shí)現(xiàn)。
作為最后一點(diǎn)，應(yīng)該提到的是，在分析不需要的鏡像分量的接收機(jī)時(shí)，通常需要隔離接收信號的正和負(fù)頻率分量。 圖 5 示出了用于將任意復(fù)信號轉(zhuǎn)換為僅包含原始信號的正頻率分量的系統(tǒng)的框圖。 在該圖中，具有傳遞函數(shù) - j·sgn（w）的方塊是大家都知道的Hilbert變換器，其輸入信號相位對于正頻率偏移 - 90°，對于負(fù)頻率將偏移+ 90° 。
接收機(jī)體制
目前使用的大多數(shù)無線收發(fā)器都是基于傳統(tǒng)的外差架構(gòu)。 這些收發(fā)器具有良好的性能，但是由于昂貴和不可集成的 RF 和中頻（IF）濾波器，因此生產(chǎn)成本高昂，需要相對較大的外形。 在本節(jié)中，我們簡要介紹了傳統(tǒng)的外差接收機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及其他一些最近開發(fā)的接收機(jī)架構(gòu)，并討論了它們的優(yōu)缺點(diǎn)。 對于每個(gè)特定的接收機(jī)架構(gòu)，存在基本上相同的基本構(gòu)造塊的相應(yīng)的發(fā)射機(jī)架構(gòu)。 有個(gè)例外是發(fā)射機(jī)功率放大器，盡管很重要的但是超出了本文的范圍。 因此，在我們的回顧中，我們專注于接收機(jī)結(jié)構(gòu)。 發(fā)射機(jī)架構(gòu)的進(jìn)一步討論可以在這里找到。
常規(guī)外差接收機(jī)
目前大多數(shù)商用射頻收發(fā)器利用傳統(tǒng)外差架構(gòu)的一些變體。 在外差接收機(jī)中，如圖 6 所示。 如圖 6 所示，RF 前端（預(yù)選）濾波器用于去除帶外信號能量以及部分拒通鏡像頻帶信號。 在預(yù)過濾之后，接收到的信號被低噪聲放大器（LNA）放大。 跟隨 LNA 的紅外濾波器進(jìn)一步衰減鏡像頻帶的不需要的信號。 然后 IR 濾波器輸出端的期望信號通過與本地振蕩器（LO）的輸出疊加（混頻）從載波頻率下變頻到指定的 IF。 通常，在外差接收器中，通過諸如高品質(zhì)因子（Q）電感器和變?nèi)荻O管的分立元件實(shí)現(xiàn)高性能，低相位噪聲壓控振蕩器（VCOs）來用作本地振蕩器。
在混頻器的輸出端，通常采用可編程增益 IF 放大器的 IF 濾波器選擇所需的信道，并減少后續(xù)接收機(jī)模塊的失真和動態(tài)范圍要求。 信號可以移位到基帶并進(jìn)行解調(diào)，如圖 6 所示。 或者進(jìn)一步下變頻到較低的 IF，然后轉(zhuǎn)移到基帶并進(jìn)行解調(diào)。
由于在載波頻率下，期望的頻帶和鏡像頻帶被分離兩倍 IF 的頻差，因此希望選擇高一點(diǎn)的 IF 以減少對 IR 濾波器的要求。 事實(shí)上，如果 IF 選擇得足夠高以使預(yù)選 RF 濾波器能夠充分地衰減鏡像頻帶，則可以將 LNA 的輸出直接連接到混頻器而不使用 IR 濾波器。 另一方面，由于外頻系統(tǒng)中的頻道選擇是在 IF 完成的，所以低 IF 允許使用較高質(zhì)量的頻道選擇濾波器。 因此，IF 的選擇取決于鏡像抑制與頻道選擇之間的權(quán)衡。 其他影響 IF 選擇的因素是不同頻率的商業(yè)濾波器的可用性和物理尺寸。
通常，外差系統(tǒng)中使用的所有濾波器都是高 Q 分立元件濾波器，例如表面聲波（SAW）或陶瓷濾波器。 與其他集成度更高的接收機(jī)架構(gòu)相比，外差接收機(jī)在選擇性方面具有優(yōu)越的性能（接收機(jī)能夠?qū)⑤d波頻率周圍的期望頻帶與其他頻率接收的信號分開的能力）更高的靈敏度（接收機(jī)的最小信號在接收機(jī)輸出端具有足夠的信噪比（SNR）的輸入）。 這是通過使用高 Q 值分立元件實(shí)現(xiàn)的。
使用高 Q 值元件確實(shí)帶來一些缺點(diǎn)。 一個(gè)主要的限制是片外 IR 濾波器具有低輸入阻抗。 這需要針對前面的 LNA 的高驅(qū)動能力，不可避免地要對放大器的增益，噪聲系數(shù)，穩(wěn)定性和功耗之間進(jìn)行更為嚴(yán)格的權(quán)衡。 此外，這些高 Q 值濾波器在集成解決方案中在高頻下是很難實(shí)現(xiàn)的，有些不切實(shí)際的主要原因是集成電感器最多只有中等 Q 因子。 此外，外差接收器的窄帶離散分量 IF 信道選通濾波器將特定要求定制到特定標(biāo)準(zhǔn)。
直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)
直接轉(zhuǎn)換，也稱為零差或零中頻轉(zhuǎn)換，是將 RF 信號直接下變頻到基帶的自然方法。 或者，可以想到選擇 IF 為零。 這種架構(gòu)如圖 7 所示，在基帶中進(jìn)行低通濾波以抑制附近的干擾源并選擇所需的信道。在典型的幅度和相位或頻率調(diào)制信號中正交下變頻（I 和 Q 通道）是必需的，因?yàn)橥ǔ?RF 頻譜的兩個(gè)邊帶是不同的。 與實(shí)正弦信號混合將導(dǎo)致傳輸信息的不可逆轉(zhuǎn)的損壞。 注意，正交下變頻等效于實(shí)復(fù)混合，先前討論過（figure_2）。
零差結(jié)構(gòu)相對于外差結(jié)構(gòu)具有幾個(gè)基本優(yōu)點(diǎn)。 中間的 IF 級被消除，并且不需要 IR 濾波器。 此外，也不需要龐大的片外 IR 濾波器可以消除驅(qū)動低阻抗負(fù)載的 LNA 。 在非零 IF 下的通道選擇和隨后的放大功能被低通濾波和基帶放大所代替，這些特點(diǎn)適合單片集成。
盡管適用于更高程度的集成，但是，零差接收機(jī)加劇了一些不存在或在外差接收器中不嚴(yán)重的問題。 接下來，我們將簡要回顧一下這些問題。
直流偏置
也許最嚴(yán)重的問題是零差接收機(jī)的基帶部分的直流偏置。 這些無關(guān)的偏置電壓可能會損壞所需的信號（和 / 或）飽和以下階段。除了信號路徑電路中通常的元件失配之外，它們還會因?yàn)楸镜卣袷幤骰驇?nèi)干擾源的自混合現(xiàn)象而產(chǎn)生。
為了更好地了解這些偏置的來源，考查圖 8 所示的接收信號路徑。首先，LO 端口與混頻器和 LNA 的輸入之間的隔離并不完美，從 LO 端口到另一個(gè)混頻器輸入端和 LNA 輸入端都有一定數(shù)量的饋通。這被稱為 LO 泄漏，這種效應(yīng)源自電容和襯底耦合，并且如果 LO 信號通過接合線耦合由外部提供。出現(xiàn)在 LNA 和混頻器的輸入端的泄漏信號現(xiàn)在與原始 LO 信號混合，從而在混頻器輸出端產(chǎn)生直流分量。該 LO 自混合現(xiàn)象可能相當(dāng)嚴(yán)重，并且當(dāng) LO 信號通過天線泄漏時(shí)發(fā)生時(shí)變直流偏置，被輻射并從附近的物體反射回接收器。如果一個(gè)大的帶內(nèi)干擾源（RF 預(yù)選濾波器的通帶）從 LNA 輸出泄漏到混頻器 LO 端口并且和自身想混頻，則產(chǎn)生類似的效果。應(yīng)當(dāng)注意的是，這些直流偏置也存在于外差接收器中，但是大部分由 IF 帶通濾波器消除。
因此，直接轉(zhuǎn)換接收器需要適當(dāng)?shù)姆椒▉砣コ恍枰闹绷髌谩?一種簡單的方法是在下變頻信道中使用交流耦合。 然而，由于目前使用的所有頻譜有效的調(diào)制方案的頻譜在直流處呈現(xiàn)出顯著的能量，這些信號都被交流濾波器損壞了。 更好的方法是使用基帶模擬（和 / 或）數(shù)字信號處理（DSP）技術(shù)進(jìn)行偏置估計(jì)和消除。 然而，這些技術(shù)增加了復(fù)雜性，并且不能在 CMOS 實(shí)現(xiàn)中解決與低頻下的 1 / f 噪聲相關(guān)的重要問題。
直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)中直流偏置問題的自然系統(tǒng)解決方案是通過選擇 “無直流” 調(diào)制方案來最小化直流附近基帶信號的能量，并使用交流耦合進(jìn)行偏置消除。 盡管 FSK 的頻譜效率低下，但是這種方法已經(jīng)成功地用于具有頻移鍵控（FSK）調(diào)制的尋呼機(jī)系統(tǒng)。 在姊妹文章中，我們介紹了一種新的光譜高效無直流調(diào)制方案。
LO 泄漏
除了引入直流偏置之外，LO 信號到天線的泄漏以及從那里產(chǎn)生的輻射也會對使用相同標(biāo)準(zhǔn)的其他接收機(jī)產(chǎn)生帶內(nèi)干擾。 這個(gè)問題在同一芯片上制造更多的 RF 接收器部分的時(shí)候變得不那么嚴(yán)重了。 使用差分 LO，與天線的網(wǎng)絡(luò)耦合可接近需要的低電平。
I/Q 失配
如前所述，對于大多數(shù)當(dāng)前使用的調(diào)制方案，零差接收機(jī)必須包括正交下變頻。 這需要將 RF 信號或 LO 輸出移動 90°。 由于經(jīng)過相移的 RF 信號通常需要嚴(yán)格的噪聲功率增益權(quán)衡，并且對于在高數(shù)據(jù)速率系統(tǒng)中使用的寬帶信號而言尤其困難，因此通常希望 LO 輸出進(jìn)行偏移（圖 7）。 在任一種情況下，標(biāo)稱 90° 相移的誤差和 I 、Q 信道幅度之間的失配會損壞下變頻的信號群，從而增加誤碼率。 注意，I 和 Q 信道中的電路的所有部分都促成增益和相位不匹配。
為了更好地了解 I / Q 不匹配的影響，并展示使用復(fù)數(shù)表達(dá)的多功能性和便利性，考查正交 LO 產(chǎn)生復(fù)信號 xLO（t）= cos（wLOt）-j（1 + e）sin（wLOt + q）。 這里，e 和 q 表示 LO 增益和相位誤差。 可以將正交 LO 輸出重寫為
xLO（t）=1/2[1-(1+ε)e(jθ)]e(jwLOt)+1/2[1+(1+ε)e(-jθ)]e(-jwLOt)
理想情況下，復(fù) LO 輸出應(yīng)僅包含負(fù)頻率。 然而，從上述表達(dá)式可以看出，由于增益和相位誤差，存在幅度為 | 1 - （1 + e）ejq | / 2 的正頻率分量。 該分量導(dǎo)致鏡像干擾，如果沒有補(bǔ)償，可能會使接收機(jī)性能惡化。 可以分別考慮增益和相位不匹配的影響。用于增益失配的不需要的正頻率分量的幅度為 | e | / 2，對于相位失配 | sin（q / 2）|，當(dāng)相位偏差小的時(shí)候可近似為 | q | / 2。
除上述問題外，直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)對偶數(shù)失真敏感。 此外，由于下變頻頻譜位于零頻率附近，器件的閃爍（1 / f）噪聲對 SNR 具有深遠(yuǎn)的影響，這是 CMOS 實(shí)現(xiàn)中的一個(gè)嚴(yán)重問題。 此外，集成高頻低相位噪聲信道選擇頻率合成器難以通過集成電路上提供的低 Q VCO 實(shí)現(xiàn)。
盡管存在這些問題，但是自 1991 年以來，Alcatel 已經(jīng)全面投入使用硅雙極技術(shù)的數(shù)字手機(jī)直接轉(zhuǎn)換收發(fā)機(jī)。 同一家公司最近在全球移動通信系統(tǒng)（GSM）標(biāo)準(zhǔn)組織的硅鍺 BiCMOS 工藝中推出了直接轉(zhuǎn)換收發(fā)器。 在這些收發(fā)機(jī)中，使用 DSP 算法來處理與靜態(tài)和動態(tài)直流偏置相關(guān)的問題。 這些算法依賴于 GSM 中使用的調(diào)制方案的恒定包絡(luò)屬性。 根據(jù)作者所知，直接轉(zhuǎn)換收發(fā)器尚未在具有非常數(shù)包絡(luò)調(diào)制方案的系統(tǒng)中商業(yè)使用，而具有非常數(shù)包絡(luò)調(diào)制方案在高數(shù)據(jù)速率通信系統(tǒng)中是必需的。
寬帶中頻雙轉(zhuǎn)換接收機(jī)架構(gòu)
這種適合完全集成的這種替代架構(gòu)如圖 9 所示。 在該接收機(jī)中，在預(yù)選濾波和放大之后，所有可能的 RF 信道被復(fù)混合并下變頻為 IF。 如前面圖 2 所示，沒有鏡像問題。 使用可調(diào)諧的通道選擇頻率合成器，從 IF 到基帶進(jìn)行第二次復(fù)混頻。 在這種復(fù)混頻器中，通過成對地，適當(dāng)?shù)叵嗉?em>實(shí)乘法器的輸出，鏡像頻率被消除，而期望的頻道被增加。 如果 IF 被選擇得足夠高，則可以從 RF 前端預(yù)選濾波器獲得附加的鏡像抑制。
比較目前為止所討論的兩種集成解決方案，在兩種架構(gòu)中，在基帶處執(zhí)行信道的選擇，給用于多標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)應(yīng)用的可編程集成通道選擇濾波器的集成增加了可能性。然而，寬帶 IF 架構(gòu)相對于零差架構(gòu)具有一些優(yōu)勢，現(xiàn)在將進(jìn)行討論。由于不使用第一（RF）合成器而是使用低頻（IF）LO 進(jìn)行信道調(diào)諧的事實(shí)，RF LO 可以被實(shí)現(xiàn)為固定頻率晶體振蕩器。可以利用幾種技術(shù)實(shí)現(xiàn)具有低 Q 片上組件的低相位噪聲固定 LO 。此外，由于使用 IF LO 在較低頻率下操作來進(jìn)行調(diào)諧，所以該振蕩器的相位噪聲性能可以明顯優(yōu)于在零差接收機(jī)中使用的可調(diào)諧 RF 振蕩器的相位噪聲性能。此外，由于在寬帶 IF 系統(tǒng)中，沒有 LO 像輸入 RF 載波那樣相同的頻率運(yùn)行，所以與 LO 泄漏和時(shí)變直流偏置相關(guān)聯(lián)的潛在問題被減弱。盡管在寬帶 IF 系統(tǒng)中，第二 LO 與期望的 IF 信道處于相同的頻率，但是在自混合的基帶處導(dǎo)致的直流偏置相對恒定，并且可以使用自適應(yīng)信號處理方法來消除。
與 Weaver 技術(shù)相似，在這種架構(gòu)中使用的特定 IR 混合器，具有幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)。首先，在信號路徑中不需要有損耗的無源移相濾波器，以在鏡像和期望的頻帶之間產(chǎn)生正確的相移。第二，再次假設(shè)上變頻項(xiàng)被刪除，鏡像拒通帶是非常寬的。此外，鏡像衰減頻帶的邊緣由第一 LO 的頻率設(shè)置，這就是第三個(gè)優(yōu)點(diǎn)。如果假設(shè)建立了一個(gè)多標(biāo)準(zhǔn)的接收機(jī)，其中第一個(gè) LO 的頻率可以執(zhí)行一個(gè)調(diào)整過程以適應(yīng)不同標(biāo)準(zhǔn)的載波頻率，則鏡像抑制將遵循第一個(gè) LO，并且可以被認(rèn)為是自校準(zhǔn) IR 混頻器。注意，該 IR 混頻器的結(jié)構(gòu)（由四個(gè)乘法器和兩個(gè)加法器組成）與圖 3 的復(fù)混頻器的結(jié)構(gòu)相同。本文給出了基于復(fù)信號理論的 IR 混頻器的詳細(xì)分析。
寬帶中頻接收機(jī)的局限性如下。 由于第一個(gè)LO頻率固定，所有通道必須通過IF級（使用第二個(gè)LO選擇所需的通道）。 這有兩個(gè)問題的含義：首先，由于將頻道選擇移動到較低的頻率，IF合成器需要一個(gè)具有有更大的頻率范圍調(diào)諧的能力作為基準(zhǔn)工作頻率百分比的VCO; 第二，通過在IF處去除信道選擇濾波器，強(qiáng)相鄰信道干擾信號會影響第二混頻器級以及基帶塊，成為一個(gè)問題所在。 這意味著對于后一個(gè)接收機(jī)階段的動態(tài)范圍要求更高。 此外，與傳統(tǒng)的IR混頻器一樣，任何I / Q相位和增益失配都會降低接收機(jī)的性能。
低中頻接收機(jī)架構(gòu)
低IF拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的理念與雙轉(zhuǎn)換寬帶IF相似，目的是結(jié)合外差接收機(jī)和零差接收機(jī)的優(yōu)點(diǎn)。如在寬帶IF系統(tǒng)中，如果在外差接收機(jī)中采用兩個(gè)正交下變頻路徑，則用于將有效信號與不想要的信號（例如鏡像信號）分離的所需信息，可以在兩個(gè)IF信號中獲得。
在所提到的不同的低IF拓?fù)渲校瑑?yōu)選版本如圖10所示。這種架構(gòu)與寬帶IF架構(gòu)非常相似，盡管兩者之間存在著微妙的差異。首先是IF的選擇。雖然寬帶IF架構(gòu)中的IF通常很高，但是在低IF系統(tǒng)中，IF被選擇為信道帶寬的一到二倍。請注意，與它們的零差對應(yīng)相比，這減輕了這兩種架構(gòu)中的直流偏移問題，只是因?yàn)樵诘谝淮蜗伦冾l之后，有效信號不在dc附近。第二，在低IF拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，在第一個(gè)混頻器級之后，使用高采樣率模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）采樣低IF信號更為可行。此時(shí)的采樣需要具有比寬帶IF接收機(jī)中的IR混頻器之后相比，需要的采樣率更高的ADC，因?yàn)樵谇耙环N情況下，所需信號和不需要的鏡像信號都被采樣。在第一混頻器階段之后，不想要的鏡像信號可以比期望的信號大得多。
盡管低IF架構(gòu)需要比寬帶IF架構(gòu)更高性能的ADC，但是ADC的信號通道可以在低IF架構(gòu)中進(jìn)行交流耦合，無需復(fù)變的直流偏置消除電路。 這種低IF拓?fù)涞牧硪粋€(gè)優(yōu)點(diǎn)是復(fù)IR混頻器的一部分在數(shù)字域中實(shí)現(xiàn)，沒有增益和相位I / Q不匹配的問題。 在前面的模擬部分中引入的I / Q不平衡可以使用自適應(yīng)技術(shù)進(jìn)行校正。 因此，該策略將硬件規(guī)范從模擬部分轉(zhuǎn)移到ADC。 由于集成ADC的性能正在迅速提高，因此該架構(gòu)可能是許多接收機(jī)的首選。
最后，應(yīng)該注意的是，在IF級的數(shù)字化接收信號也可以用于傳統(tǒng)的外差接收機(jī)系統(tǒng)。 這種方法有時(shí)被稱為數(shù)字IF。 在這種架構(gòu)中，在合理的功耗下，高性能的要求更具挑戰(zhàn)性。 盡管避免了外差接收機(jī)中典型的第一IF的I和Q不匹配的優(yōu)點(diǎn)，但是該技術(shù)需要一個(gè)禁止快速的高線性度的高動態(tài)范圍的ADC，目前僅限于其基站的利用。
總結(jié)
在本教程中，回顧了適用于單芯片收發(fā)機(jī)的傳統(tǒng)和近期的無線接收器架構(gòu)。 為了簡化對這些架構(gòu)的分析并獲得對其結(jié)構(gòu)的更多了解，使用了復(fù)數(shù)信號表示。 討論每個(gè)架構(gòu)的優(yōu)缺點(diǎn)，強(qiáng)調(diào)實(shí)事求是。
